单相电压型PWM整流器波形分析.docx

单相电压型ＰＷＭ整流器波形分析
对于单相VSR而言，其交流侧基波电压控制有两种PWM的调制方式，即双极性调制和单极性调制。以下将根据双极性ＰＷＭ的调制方式，分析单相电压型PWM整流器（如图1所示）。

图1单相电压型PWM整流器
基于matlab的波形分析及仿真结果
将图1的单相电压型PWM整流器在matlab中建立仿真模型如下图所示：

图2单相电压型PWM整流电路仿真模型

系统仿真参数如下:交流侧电网电压220V,工频直流侧电阻RL=10Ω。主电路储能元件参数为L=3Mh,C=143μF。PI参数Ki=2.3,τi=128。

图3控制信号的时序分布
交流侧电压v(t)
若单相VSR直流侧电容足够大，则在PWM过程中可近似认为其直流侧电压为一定值，即vdc(t)＝Vdc。这样当采用双极性调制时，单相VSR交流侧电压v(t)波形为幅值在Vdc、-Vdc间切换的PWM波形。第k周期中v(t)波形如图4所示。

图4交流测电压波形

电感端电压vL(t)
单相vsr网侧电感端电压vL(t)等于电网电动势e(t)与其交流侧电压v(t)之差，即
vL(t)＝e(t)－v(t)。若令e(t)＝Emsinωt，且当开关频率远高于电网基波频率时，第k个开关周期中e(t)可近似为一常值，即
e(t)≈e(kTs)=EmsinωkTs。其中，kTs≤t≤(k+1)Ts。如图5所示。

图5电感电压波形

网侧电流i(t)
若忽略单相VSR网侧电阻，则网侧电流i(t)为：i(t)=1/L∫vL(t)dt=1/L∫[e(t)－v(t)]dt
得第ｋ个开关周期网侧电流表达式为：i(t′)=1/L(EmsinωkTs-Vdc)t′+i(t′=0)(0≤t′<ton)；
i(t″)=1L(EmsinωkTs+Vdc)t″+i(t″=0)(0≤t″<Ts-ton)；当开关频率足够高，且在稳态条件下，各区间电流初始条件满足：i(t′=0)＝i(t″＝ts-ton)；i(t′=ton)=i(t′=0)；因此，求得第ｋ个开关周期中，VSR网侧电流脉动峰峰值为：
Δikm＝i(t′=0)-i(t′＝ton)=Vdc-EmsinωkTsLton(Vdc>Em)
由于采用双极性PWM控制，第k个开关周期中的PWM占空比Dk＝(2ton-Ts)/Ts；得：
Δikm=[Ts(Vdc-EmsinωkTs)(1+Dk)]/2L
网侧电流i(t)波形如图6所示。

图6网侧电流波形
直流侧电流idc(t)
对单相VSR主电路拓扑结构，当采用双极性PWM控制时，其VSR直流侧电流idc(t)与网侧电流i(t)间的关系为idc(t)=i(t)ｐ；式中ｐ———双极性二值逻辑开关函数。显然，VSR直流侧电流idc(t)是对VSR网侧电流i(t)调制的结果。当开关频率与网侧电感取值足够大时，可忽略VSR网侧谐波电流。若单相VSR运行于单位功率因数整流状态时，其网侧电流可近似描述为i(t)≈Imsinωt式中Im———网侧电流基波峰值。idc(t)波形如图7所示。

图7直流侧电流波形
直流侧电压vdc(t)
实际上，由于直流侧电流idc(t)波形为PWM波形，因此当直流侧电容量有限时，vdc(t)一定是脉动的。而直流侧电容一方面旁路了idc(t)的谐波分量，另一方面抑制了直流电压的波动。单相VSR直流回路方程为：
idc(t)-Cdvdc(t)/dt=vdc(t)/RL；
式中C———直流侧电容；RL———直流负载电阻。求得第k个开关周期中直流侧电压脉动峰峰值Δvdckm为：
Δvdckm≈[Ts(1-D2k)ImsinωkTs]/2C；
图8给出了稳态条件下，一个正弦周期中单相VSR双极性调制时的直流侧电压波形，为清晰起见，图中PWM载波比N＝FS/F1＝18（fs———载波频率；f1———调制波频率）。

图8直流侧电压波形