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单相电压型ＰＷＭ整流器波形分析

对于单相VSR而言，其交流侧基波电压控制有两种PWM的调制方式，即双
极性调制与单极性调制。以下将根据双极性ＰＷＭ的调制方式，分析单相电压型
PWM整流器（如图1所示）。

图1单相电压型PWM整流器

基于matlab的波形分析及仿真结果

将图1的单相电压型PWM整流器在matlab中建立仿真模型如下图所示：

图2单相电压型PWM整流电路仿真模型

系统仿真参数如下:交流侧电网电压220工频直流侧电阻=10Ω。主电路
V,RL
储能元件参数为L=3Mh,C=143μF。PI参数Ki=2.3,τi=128。

图3控制信号的时序分布

（1）交流侧电压v(t)

若单相VSR直流侧电容足够大，则在PWM过程中可近似认为其直流侧电压
为一定值，即＝。这样当采用双极性调制时，单相交流侧电压
vdc(t)VdcVSRv(t)
波形为幅值在、间切换的波形。第周期中波形如图4所示。
Vdc-VdcPWMkv(t)

图4交流测电压波形

（2）电感端电压
vL(t)

单相网侧电感端电压等于电网电动势与其交流侧电压之差，即
vsrvL(t)e(t)v(t)
＝－。若令＝ω，且当开关频率远高于电网基波频率时，第
vL(t)e(t)v(t)e(t)Emsintk
个开关周期中e(t)可近似为一常值，即
≈ω。其中，≤≤。如图5所示。
e(t)e(kTs)=EmsinkTskTst(k+1)Ts

图5电感电压波形

（3）网侧电流i(t)

若忽略单相网侧电阻，则网侧电流为：∫∫－
VSRi(t)i(t)=1/LvL(t)dt=1/L[e(t)v(t)]dt
得第ｋ个开关周期网侧电流表达式为：′ω′′=0)(0≤′)；
i(t)=1/L(EmsinkTs-Vdc)t+i(tt<ton
″ω″″=0)(0≤″)；当开关频率足够高，且在稳态条
i(t)=1L(EmsinkTs+Vdc)t+i(tt<Ts-ton
件下，各区间电流初始条件满足：′=0)＝″＝)；′′=0)；因此，求
i(ti(tts-toni(t=ton)=i(t
得第ｋ个开关周期中，VSR网侧电流脉动峰峰值为：
Δ＝′′＝)ω)
ikmi(t=0)-i(tton=Vdc-EmsinkTsLton(Vdc>Em
由于采用双极性控制，第个开关周期中的占空比＝；
PWMkPWMDk(2ton-Ts)/Ts
得：
Δω
ikm=[Ts(Vdc-EmsinkTs)(1+Dk)]/2L
网侧电流i(t)波形如图6所示。

图6网侧电流波形
（4）直流侧电流
idc(t)

对单相VSR主电路拓扑结构，当采用双极性PWM控制时，其VSR直流侧电
流与网侧电流间的关系为ｐ；式中ｐ———双极性二值逻辑开关
idc(t)i(t)idc(t)=i(t)
函数。显然，直流侧电流是对网侧电流调制的结果。当开关频率
VSRidc(t)VSRi(t)
与网侧电感取值足够大时，可忽略VSR网侧谐波电流。若单相VSR运行于单位功
率因数整流状态时，其网侧电流可近似描述为≈ω式中———网侧电流
i(t)ImsintIm
基波峰值。波形如图7所示。
idc(t)

图7直流侧电流波形

（5）直流侧电压
vdc(t)

实际上，由于直流侧电流波形为波形，因此当直流侧电容量有限
idc(t)PWM
时，一定是脉动的。而直流侧电容一方面旁路了的谐波分量，另一方面
vdc(t)idc(t)
抑制了直流电压的波动。单相VSR直流回路方程为：
；
idc(t)-Cdvdc(t)/dt=vdc(t)/RL
式中C———直流侧电容；RL———直流负载电阻。求得第k个开关周期中直流
侧电压脉动峰峰值Δ为：
vdckm
Δ≈ω；
vdckm[Ts(1-D2k)ImsinkTs]/2C
图8给出了稳态条件下，一个正弦周期中单相VSR双极性调制时的直流侧电压波
形，为清晰起见，图中载波比＝＝18（———载波频率；———
PWMNFS/F1fsf1
调制波频率）。

图8直流侧电压波形