几种开关电源变压器设计计算方法.doc

RCC方式电源变压器设计计算方法在RCC設計中,一般先設定工作頻率,如為50K,然後設定工作DUTY在90V入力,最大輸出時為0.5假設設計一功率為12V/1A1.最大輸出電流為定格電流的1.2~1.4倍,取1.3倍.2.出力電力Pout=Vout×Iout=12V×1.3A=15.6W3.入力電力Pin=Pout/∩=22.3W(RCC效率∩一般設在65%~75%,取70%)4.入力平均電流Iin=Pin/Vdc(INmin)=22.3/85*1.2=0.22(Vin(DCmin)=Vac(Inmin)×1.2)5.T=1/swF=1/50K=20uSTon=Toff=10uS6.Ipk=Iin入力平均電流*2/DUTY=0.22*2/0.5=0.887.一次側電感量Lp=Vin(DCmin)*Ton/Ipk=102*10/0.88=1159uH取1160uH8.選擇磁芯,根据磁芯規格,選擇EI28.Ae=0.85CM^2動作磁通=2023~2800取2023(當然,這是很保守的作法)9.Np=Ipk*Lp*K/Ae*▲Bm=(0.88*1160*100)/(0.85*2023)=60Ts10.Ns=(Vout+Vf)*Np/Vin(DCmin)=7.6取8Ts11.輔助電壓取5V(電晶體)如功率管使用MOSFET則應設為11V12.Vin(DCmin)/Np=Vb/Nb----Nb=2.94取3Ts故變壓器的構造如下:Lp=1160uHNp=60TsNs=7TsNb=3Ts以上采用三明治繞法:三明治繞法詳解:所謂三明治就是夾層繞法,因結構如同三明治一樣,所以叫三明治繞法.通常會有兩種繞法:1.一次側平均法,就是a.最底層繞上一半的圈數,b.然後再繞二次側,c.再繞一次側的另一半.d.再繞Vcc.最常用的做法還會在二次側上下兩層各加一銅箔或繞線屏蔽.在小功率上會起到Y電容的效果,所以說在小功率上有些人說可以不用Y電容,其實在整體成本上沒有太大的差別.2.屏蔽繞法,就是a.最底層繞上與二次相同的圈數,b.然後再繞二次側,c.再繞一次側的其它圈數.d.再繞Vcc.這種方式很少加屏蔽.當然還有很多種不同的配對方式.但基本原理是一樣的.三明治的真正用意就是減小漏感,人為的在一次與二次之間加上一個寄生電容.用三明治繞法不可以短路为什么？(短路指输出短路保护)设计参数选取有问题。1.从理论上说，漏感大了，IP值也就大了，电流模式下的取样也就大了，短路自然好做，也没什么奇怪的。2.三明治繞法可以减小漏感，但会增长层间电容，所以对EMI的传导反而不利，必须在原、副边跨接一个Y电容解决。因此，小功率场合一般不采用三明治繞法。般RCC设计时都把重载低压定在50KHz.反激式电源设计计算方法单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。1、已知的参数这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点拟定，涉及：输入电压Vin、输出电压Vout、每路输出的功率Pout、效率η、开关频率fs(或周期T)、线路主开关管的耐压Vmos。2、计算在反激变换器中，副边反射电压即反激电压Vf与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。反激电压由下式拟定：Vf=VMos-VinDCMax-150V反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比拟定。所以拟定了反激电压之后，就可以拟定原、副边的匝比了。Np/Ns=Vf/Vout此外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式：VinDCMin•DMax=Vf•(1-DMax)设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到Ip2。若Ip1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式：1/2•(Ip1Ip2)•DMax•VinDCMin=Pout/η一般连续模式设计，我们令Ip2=3Ip1这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量：Lp=DMax•VinDCMin/fs•ΔIp对于连续模式，ΔIp=Ip2-Ip1=2Ip1；对于断续模式，ΔIp=Ip2。可由AwAe法求出所要铁芯：AwAe=(Lp•Ip22•104/Bw•K0•Kj)1.14在上式中Aw为磁芯窗口面积，单位为cm2Ae为磁芯截面积，单位为cm2Lp为原边电感量，单位为HIp2为原边峰值电流，单位为ABw为磁芯工作磁感应强度，单位为TK0为窗口有效使用系数，根据安规的规定和输出路数决定，一般为0.2~0.4Kj为电流密度系数，一般取395A/cm2根据求得的AwAe值选择合适的磁芯，一