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LED照明的直流驱动电路设计新方法

日期：2005-04-01
本文描述了一种在直流照明系统中驱动LED的新方法，这种方法能提供95%的效率、更长的使用寿命以及更高的抗电气和机械冲击力，同时对采用ZXSC300系列DC-DC控制器的实际电路设计进行了计算和分析。
作为卤素灯低压照明的一种替代技术，LED照明日益流行。与卤素灯泡不同的是，LED没有效率低、可靠性差以及使用寿命短等问题的困扰。本文描述了一种在直流照明系统中驱动大功率LED的新方法，这种解决方案能提供95%的效率、更长的使用寿命，并能承受更高的电气和机械冲击。
图1：使用降压模式DC-DC转换器的LED驱动。在图1所示的电路中，ZXSC300系列DC-DC控制器驱动以降压模式工作的外部开关。表1列出了12V电源系统的材料清单。通过增加R2的值可提供更高的系统电压，例如，要得到24V的电压仅需将R2值改为2.2kΩ，同时电容C1也须有更高的额定电压，电路基本工作原理如下：
当Q1导通时，电流流过LED、电容C2和电感。当R1两端的压降达到Isense引脚的阈值电压时，Q1关断并保持一个固定时间，电感中的能量流过D1和LED。经过这个固定时间后，Q1重新导通，如此循环往复。
电路工作原理分析
下面对电路的工作原理进行更详细地分析，以得到电路参数及与系统设计相关的计算。下面从开关Q1在一个固定时间TON内导通开始分析。ZXSC310将Q1导通直至它在Isense引脚上检测到19mV电压(标称值)，于是达到此阈值电压时Q1上的电流为19mV/R1，称为IPEAK。
当Q1导通，电流从电源流出，流过C1和串联LED。假设LED正向压降为VF，则剩下的电源电压将全部落在L1上，称为VL1，并使L1上的电流以di/dt=VL1/L1的斜率上升。其中di/dt单位为安培/秒、VL1的单位为伏、L1的单位为亨。
Q1与R1上的压降忽略不计，因为Q1的导通电阻RDS(ON)很小，且R1上的压降总是小于19mV。19mV是Q1的关断阈值电压，依据Isense引脚的阈值电压设置。
VIN=VF+VL1
TON=IPEAKxL1/VL1
图2：12V系统的典型性能曲线。由于将VIN减去LED正向压降可得到L1两端的电压，故可算出TON。因此，如果L1较小，则对于同样的峰值电流IPEAK及电源电压VIN，TON亦较小。请注意，在电感电流上升到IPEAK的过程中，电流流过LED，因此LED上的平均电流等于TON上升期间及TOFF下降期间的电流之和。
现在看一下Q1关断期间(TOFF)的情况。ZXSC300系列DC-DC控制器的TOFF在内部被固定为1.7us(标称值)，需要注意的是，如果用该值来计算电流斜坡，则其范围最小为1.2μs，最大为3.2μs。
为尽量减少传导损耗及开关损耗，TON不能比TOFF小太多。过高的开关频率会造成较高的dv/dt，因此建议ZXSC300和310的最高工作频率为200kHz。假设固定TOFF为1.7μs，则TON最小值为5μs－1.7μs=3.3μs。然而这不是一个绝对限制值，这些器件已可在2至3倍该频率下工作，但转换效率会降低。
在TOFF期间，储存在电感中的能量将被转移到LED，只在肖特基二极管上有一些损耗。储存在电感中的能量为：
EQ1
系统可以以连续或非连续模式工作，两者之间的差别及对平均电流的影响将在后面部分中解释。
如果TOFF恰好是电流达到零所需的时间，则LED中的平均电流将为IPEAK/2。实际上，电流可能会在TOFF之前达到零，此时平均电流将小于IPEAK/2，因为在这个周期里有一段时间LED的电流为零，这称为“非连续”工作模式。
如果经过1.7μs后电流没有达到零，而是下降到IMIN，则称器件进入“连续”工作模式。LED电流将在IMIN与IPEAK之间上升和下降(di/dt斜率可能不同)，此时平均LED电流为IMIN与IPEAK的平均值。
图3：24V系统的典型性能曲线。通过用实际值进行计算，上面的原理可运用于实际电路设计。例如，已知输出电压稳定的12V直流电源以及3个功率为1W的LED(需要340mA工作电流)，即可参考图1所示的电路及表1列出的材料清单进行设计。该设计可工作在11V至18V电源电压范围内。
电源输入电压=VIN=12V，LED正向压降=VF=9.6V，VIN=VF+VL1。因此，VL1=12V-9.6V=2.4V。
峰值电流=Vsense/R1=34mV/50m(=680mA，这里R1就是Rsense。
TON=IPEAKxL1/VL1

在上述等式中，近似认为在整个电流上升与下降期间LED正向压降不变。事实上它会随电流升高而增大，但这些公式使设计计算的结果在实际电路所用器件的容差范围内。此外，VIN与VF之间的差值小于它