运放补偿电容.doc

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一种应用于CMOS运放的高速间接反馈补偿技术
潘宇，吴琨(西安电子科技大学陕西西安710071)
1引言
现代集成电路模块中，CMOS运算放大器是其中非常重要的模块。过去都是用Miller电容补偿技术对CMOS运算放大器进行补偿，然而，由于补偿电容Cc会在右半平面(RHP)产生一个零点，这个零点会使相位余度减小，因此必须用大的补偿电容Cc对CMOS运算放大器进行补偿。这样，大的补偿电容会导致运放的单位增益降低，当负载电容Ct大小与Cc相当时，运放的稳定性急剧下降。
本文给出间接反馈补偿技术细节设计，这种技术能使运放速度更快，同时极大减少版图面积，图1给出用直接Miller补偿技术的运放，运放是在CMOS0.5工艺下的设计完成。偏置电路如图2所示。

2间接反馈补偿
两级直接反馈补偿运放中，通过反馈补偿电容Cc，通道电流可以表示为：iC=vout／(1／jωCc)。电流间接注入输出端，使得极点转移，补偿实现，同时产生零点。只要避免电流直接流入输出端，这个零点就可以消失。
避免直接流入输出端的补偿电流可以通过如下几种方法产生：共用运放栅极；采用cascode结构；串接一个工作在线性区的三级管。如图3所示，反馈电流通过内部低阻抗节点vx流入输出端，这种低阻抗节点由两个串接管构成，其中一个工作在线性区。因此零点可以避免。图3(b)为拓扑结构，这种结构使补偿电容与电源到地的噪声隔离，因此运放具有很高的电源抑制比。如图4给出运放的小信号频域响应模型，用他来算出运放的间接反馈频率响应方程。节点①的方程为：

左极点fz增加了相位余度与运放速度。通过Cc，相位高速转换。这使得输出信号值反馈回节点①处，形成正反馈。这个正反馈增加了运放的速度，而第二主极点f2为高频极点，他对运放的稳定性影响不大。在满足相位余度与增益下可以考虑用更大的负载电容，在同样值的电源下，所用面积更小。当采用间接补偿技术时，补偿电容可以减小4～10倍。同时，间接补偿电路是一个低功耗电路所以对推动f2远离fun的要求不高

图7给出两者的建立时间比较，很明显，间接反馈补偿比直接反馈建立时间快很多。
3结语
间接反馈补偿是一个实用性、高效性很强的技术，用这种技术对运放进行补偿可以提高运放的速度，减小运放的版图面积。同时这种间接反馈补偿可以运用于三级运放中。
本文摘自《现代电子技术》
运放的相位补偿
为了让运放能够正常工作,电路中常在输入与输出之间加一相位补偿电容。
1，关于补偿电容
理论计算有是有的，但是到了设计成熟阶段好象大部分人都是凭借以前的调试经验了，一般对于电容大小的取值要考虑到系统的频响（简单点说加的电容越大，带宽越窄），然后就是振荡问题；如果你非要计算，可以看看运放的输入端的分布电容是多大，举个例子，负反馈放大电路就是要保证输入端的那个电阻阻值和分布电容的乘积=反馈电容的阻值和你要加的电容的乘积......
2，两个作用
改变反馈网络相移，补偿运放相位滞后
补偿运放输入端电容的影响（其实最终还是补偿相位……）
因为我们所用的运放都不是理想的。
一般实际使用的运算放大器对一定频率的信号都有相应的相移作用，这样的信号反馈到输入端将使放大电路工作不稳定甚至发生振荡，为此必须加相应的电容予以一定的相位补偿。在运放内部一般内置有补偿电容，当然如果需要的话也可在电路中外加，至于其值取决于信号频率和电路特性。

运放输入补偿电容
一般线性工作的放大器(即引入负反馈的放大电路)的输入寄生电容Cs会影响电路的稳定性，其补偿措施见图。放大器的输入端一般存在约几皮法的寄生电容Cs，这个电容包括运放的输入电容和布线分布电容，它与反馈电阻Rf组成一个滞后网络，引起输出电压相位滞后，当输入信号的频率很高时，Cs的旁路作用使放大器的高频响应变差，其频带的上限频率约为：
ωh=1／(2πRfCs)
若Rf的阻值较大，放大器的上限频率就将严重下降，同时Cs、Rf引入的附加滞后相位可能引起寄生振荡，因而会引起严重的稳定性问题。对此，一个简单的解决方法是减小Rf的阻值，使ωh高出实际应用的频率范围，但这种方法将使运算放大器的电压放大倍数下降(因Av=-Rf/Rin)。为了保持放大电路的电压放大倍数较高，更通用的方法是在Rf上并接一个补偿电容Cf，使RinCf网络与RfCs网络构成相位补偿。RinCf将引起输出电压相位超前，由于不能准确知道Cs的值，所以相位超前量与滞后量不可能得到完全补偿，一般是采用可变电容Cf，用实验和调整Cf的方法使附加相移最小。若Rf=10kΩ,Cf的典型值丝边3～10pF。对于电压跟随器而言，其Cf值可以稍大一些。
运放输出电容的补偿
对于许多集成运算放大电路，若输出负载电容CL的值比100pF大很