ZVS—PWM开关电源补偿网络的最优设计.doc

DC—DC全桥移相式
ZVS—PWM开关电源补偿网络的最优设计
一、主电路及电压、电流波形
DC-DC全桥移相式ZVS—PWM变换器(以下简称FBZVS—PWM开关变换器)的主电路原理图如图1。

图1FBZVS—PWM开关变换器电路图
其中变压器原边电压和电流分别用Vp及ip表示，副边电压用Vs表示．变压器原副边绕组匝数比为Np／Ns＝1／n。Vs为输入电压，Vo为输出电压，L1k为变压器原边绕组漏电感，图中未画出四个开关晶体管Sl、S2、S3及S4的输出电容。Lf及Cf分别为输出滤波器电感及电容。A及B两点为逆变桥的输出端。
图2给出该电路一周期内电压及电流波形团。原边电流变化如表1。

表1半周期内原边电流变化

图2FBZVS—PWM开关变换器理论分析波形图
△I＝Ip—I1当能量由原边传送到副边时，副边电压
Vs’＝nVs。由于变压器有漏感，使原边电流上升或下降一定斜率，例如t2—t4，斜率为Vs/L1k;t4—t5，斜率为(Vs—Vo’/Lf’,Lf’及Vo’分别为折合到原边的Lf及Vo值。
原边占空比D＝2(t5—t2)／T，副边占空比或称有效占空比Deff＝2(t5—t4)／T，T＝2(t5—t1)。
可见由于变压器有漏感，使有效占空比Deff小于原边占空比D。
二、FBZVS—PWM变换器小信号模型
为了建立全桥FBZVS—PWM变换器的最优控制模型，即补偿网络最优设计模型，首先应建立这类变换器的小信号等效电路模型，并推导主电路的传递函数。
已知buck型PWM变换器的连续导通模式(CCM)下小信号等效电路模型如图3。图中忽略了电感及电容的寄生电阻。

图3buck型PWM变换器的小信号等效电路模型
FBZVS—PWM型开关电源是由buck型PWM开关电源衍生而来的。从工作原理分析可知，由于L1k较大，从Sl，S2(或S3，S4)导通到副边电压升到Vs需要一段时间(如图2)因此有效占空比Deff的出现是该电路的一个特殊现象。图2—25给出了FBZVS—PWM变换器小信号等效电路模型和图3比较可见，两个变换器小信号等效电路模型不同之处在于：FBZVS—PWM变换器小信号等效电路模型中多了一个受控电压源V2和一个受控电流源i2(受di+dv控制)，并且模型中的变压器变比为1:Deff，而不是1:D。
FBZVS—PWM型开关变换器的电压增益可表示为：
Vo／Vs＝DeffNs／Np＝nDeff
设△D为损失的占空比，则
D＝Deff十△D
在图2中
t＝t4时，原边电流I1＝n(IL—△I／2)，△I＝Ip—I1，Ip为原边电流蜂值。
t＝t6时，原边电流I2＝n［IL+△I／2—(1—D)VoT/2Lf］
负载电流Io＝Vo／R，R’＝R／n2，Lf’＝Lf／n2
根据图2
D=(I1+I2)/(Vs/L1k*T/2)(1)
从而
Deff=D—2nL1k/VsT[2IL—(1—D)VoT/2Lf](2)
由式(1)及式(2)可见，由于变压器有漏感L1k，原边电流不能突变，因而FBZVS—PWM变换器有效占空比Deff总小于原边占空比D，即存在占空比损失，L1k越大，占空比损失也越大。有效占空比Deff与许多因素有关，如电流IL，输入电压Vs等，由式(2可知，原边占空比D有变化时，也会引起有效占空比Deff的变化。
因此，Io、Vs或D稍有一些扰动，就会产生相应的有效占空比Deff的扰动。这样，由于三种不同的扰动量i^o、V^s或d^,使有效占空比Deff产生相应的三种扰动量d^i、d^v、d^d,这与Buck型PWM变换器中占空比只有一种扰动量是完全不同的。在建立FBZVS—PWM变换器小信号等效电路模型时必须考虑上述Deff的三种扰动量。以下分别推导Deff的这三种扰动量的表达式:
取Deff对Io扰动，记为d^i，可得：
d^i=-2nL1kfri^L/Va,变换频率fr=2/T
取Deff对Vs(或称摄扰动)，记为d^v，可得
d^v=2nL1kfrV^s/Vs2
取Deff对D扰动，记为d^d
d^d=（1-L1kn2Deff/Lf）d^
d^d≈d^
从上面推导可知，
d^eff=d^+d^i+d^v
从而得到FBZVS—PWM开关变换器的小信号等效电路模型如图4，图中
V1=nVsd^,V2=nVs(d^i+d^v),i1=nVsd^/R,i2=nVs(d^i+d^v)/R

图4
三FBZVS—PWM变换器主电路传递函数及频率特性
由图4可进行小信号分析，导出FBZVS—PWM变换器主电路的传递函数。
d^(s)对输出V^o(s)的传递函数的Gvd(s)
令V^s=0，可求得
Gvd(s)=nVs/[s2LfCf+s(Lf/R+RpCf)+Rp/R+1]
式中Rp=2n2L1kfr
d^