移相全桥DCDC软开关变换器的全数字化实现.doc

7，移相全桥DC/DC软开关变换器的全数字化实现作者：李志，林磊，邹云屏时间：2007-01-24来源:
摘要：为同时满足大功率HYPERLINK"http://www.eaw.com.cn/news/listbylabel/label/低压大电流"低压大电流HYPERLINK"http://www.eaw.com.cn/news/listbylabel/label/直流电源"直流电源的稳态电压精度和起动舰载直升机时的动态响应速度的要求，本文提出了一种基于DSPTMS320F240的移相全桥DC/DC软开关变换器的HYPERLINK"http://www.eaw.com.cn/news/listbylabel/label/数字控制"数字控制实现方法。实验结果证明了方案的可行性。

关键词：直流电源;低压大电流;DC/DC软开关变换器;数字控制

引言

随着各种新颖的辅助电路的相继出现，移相软开关DC/DC电路已趋向成熟，逐步成为高频DC/DC变换器的主流。与其他的DC/DC电路相比，移相全桥软开关拓扑充分利用了电路本身的寄生参数，使开关管工作在软开关状态，降低开关管的开关噪声和开关损耗，提高变换器的效率。

移相全桥软开关DC/DC电路具体形式多样，但就其实现方式而言，大致可分为零电压开关（ZVS）、零电流开关（ZCS）和零电压零电流开关（ZVZCS）三大类型。相比较而言，ZVS电路实现简单、工作可靠，而且充分利用了器件的寄生参数，基本不需要加入辅助电路，因此比较适用于大功率低压大电流的应用场合。

本文论述的实验样机采用移相全桥ZVSDC/DC变换技术，输出直流电压28.5V，额定输出电流350A，过载输出电流700A，并要求装置在20%～160%～20%（70A~600A~70A）突加、突减负载时的动态调节速度快。

系统结构及移相PWM控制的数字化实现

1系统结构
系统结构如图1所示，通过DSP将输出的电压信号和电流信号转换为数字量，对输出电压进行PI控制，产生移相PWM驱动信号，并根据反馈电流信号相应地补偿输出的电缆压降。该设备设置有硬件和软件两套保护系统，确保出现故障时能有效地保护。该系统还具有数码管显示和微机遥控功能，通过RS232接口实现远程通讯。

移相全桥ZVSDC/DC变换器利用变压器原边漏感与开关管寄生参数谐振，来实现开关管的零电压开通，必要的时候，可以在变压器原边串入谐振电感Lr，实现滞后桥臂的零电压开通。图1中，采用了6个高频变压器T1～T6原边串联、副边并联的连接方式，采用这样的连接方式，方便了输出整流二极管D1～D12的选取，可以实现大功率低压大电流的输出。

移相PWM控制的DSP实现
移相PWM控制的数字实现方法很多，但由于目前所用DSP芯片不具有直接产生移相信号的功能，主要采用类似EEPROM存储控制器的实现方式。这种移相PWM数字实现方式存在着实现复杂，控制精度直接受存储器容量的限制和不便于实现远程通讯的缺点。本文以TMS320DF240DSP芯片为例介绍一种合成PWM波形实现移相控制的方法。经实验证明，该方案简单易行，安全可靠。该方案采用驱动波形合成电路，如图2所示，将DSP输出的6路PWM信号合成为4路移相驱动信号，其原理如图3所示。

图3中，Q1、Q3和Q4以通用定时器T1为时基，Q2以通用定时器T2为时基，T2相位滞后于T1180°，均设置为连续增模式，比较点为周期中点。Q1和Q3的死区时间由全比较单元死区定时器控制寄存器设置。Q4信号由PWM3和PWM5的输出信号相与而产生,CMPR2的初始比较点为周期终点，而CMPR3的初始比较点为周期中点，且PWM3设置为低有效，而PWM5设置为高有效。这样PWM3和PWM5相与后的波形将滞后Q1波形180°。Q2信号由单比较单元1(SCMPR1)和2(SCMPR2)输出波形PWM7和PWM8相与产生。SCMPR1的初始比较点为周期终点，而SCMPR2的初始比较点为周期中点，且PWM7设置为低有效，而PWM8设置为高有效。这样PWM7和PWM8相与后的波形将滞后Q4波形180°。

设定CMPR1数值不变为周期的一半，Q1和Q3驱动超前桥臂。在调节过程中，并保持CMPR2和SCMPR1、CMPR3和SCMPR2的数值相同分别等于比较点2和比较点3。如果将以上四个比较寄存器的值同时减小或增加相同的量，则可以实现Q2和Q4的向前移动或向后移动。即实现了滞后桥臂驱动的移相控制。滞后桥臂的死区时间为比较点2和比较点3的差值与1/2周期值的差所代表的计数时间。

变换器控制系统的分析与设计

在移相DC/DCPWM变换器的完整数学模型的基础上，对本装置的控制系统进行分析和设计。

一般而言，实际系统本身的穿越频率较小，即系统自身