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准谐振电流模式电源的过载补偿
电源在不同的线路电平下工作时，传输延迟会带来不利影响。在固定开关频率转换器中需要特别关注这个问题，此时在准谐振(QR)电源中避免这个问题的产生就显得尤为重要。
准谐振在反击转换器中，当功率开关打开时，漏极升至所谓的反击电压(输出电压Vout反射到初级端)与输入电压之和：Vds=Vin+N(Vout+Vf)，其中，N为初级电压与次级电压的匝数比，Vf为次级二极管正激压降。当存储在磁化电感(Lp)中的电流降为零时，变压器磁芯将被去磁。此时，次级二极管阻挡(因为没有电流)，漏极由于Lp和漏极节点上存在的电容而产生振荡。如果反击电压足够大，那么Vds甚至可以在某个电压波谷达到最低点：当Vds等于零时重新启动MOSFET，称为零电压转换(ZVS)。为检测波谷现象，控制器一直通过一个专用绕组观测磁芯磁流的活动。此绕组提供一个等于Vaux=N.dφ/dt的电压。假设磁芯已去磁，当此电压穿过零点时，控制器重新启动主MOSFET。在其他情况下，反馈环路一直调整峰值电流来传送所需的功率。QR系统是频率高度可变的系统，它的较差情况有两种：重载，低线=最低开关频率；轻载，高线=最高开关频率。由于反击功率转换取决于开关频率，因此可以预见，在输入线路电平不同的条件下，功率能力存在很多问题。
图1对于给定的最大峰值电流而言，Pout与Vin相依性很大
图2峰值电流随输入电压而变化
图3补偿以后，在所有条件下功率均小于90W(a=700u)
图4在QR转换器上实现过载保护的方法之一(Pout=常数)导出开关频率如果忽略系统带来的各种延迟，就可以轻松地导出开关频率。因此假设Vds立即上升至平坦区域电平，而开关恰好在检测磁芯去磁时启动(无波谷延迟)。则可以得出：(方程1)，(方程2)，则(方程3)。根据定义，工作在非连续电流(DCM)中的反击转换器遵循下列公式：(方程4)，解出(方程5)。
将Fsw定义代入上述方程并解出Ip，得出：(方程6)。由此可以看出，由于Vout保持恒定(有一个闭环系统)，峰值电流取决于输入电压Vin，因此它的值变化很大。也就是说，在低线条件下，如果根据给定的峰值电流来设计检测电阻，使它可以传送足够的功率(较差情况下)，则方程6表明，高线处相同的最大电流将使可用输出功率几乎翻倍。由于过载模式中的传播延迟tp将添加到控制器最大设定点上(在本文的实例中为1V)，该问题会进一步复杂化。从方程6中可得出Pout并在最终峰值电流(Pnc定义)上加上传输延迟效应。将方程6和方程7输入数学处理器，可得出图1和图2。Pnc(Vin)=(方程7)。
补偿电流检测控制器将检测电阻Rs上的电压突变限定为一个固定而精确的电压。如果控制器的电压限定范围为1V，则最大峰值电流为1/Rs。这是选择Rs的方法，因为在低线上需要最大的电流(根据图2，值为4.5A，且带有容限)。因此，Rs=1/4.5=0.22Ω。在低线上，如果需要额定输出功率，则Rs会产生接近1V的电压。然而，图2表明，在高线上，只需要2.6A电流(375VDC)也可传送相同的额定功率。因此，Rs上的检测电压下降为2.6×0.22=572mV。在电压达到1V、转换器过载且触发最大功率保护之前，还需进行下列计算：1-0.572=428mV。它与增加128W功率相对应，而本文设计的低线为70W(见图1)。这个问题的解决方案是在高线上用428mV的电压补偿电流检测平坦区域。因此，控制器读数为最大值，并且对功率进行钳制。如前文所述，尽管将电阻和储能电容相连会带来线性补偿，但是，连接后将工作良好。如果建立一个与Vin成正比、比例为α的补偿电压，并同时考虑电流检测信息(由于控制器的电压更大，所以该信息诠释为最终电流减小)，可以补偿转换器。从峰值电流设定点减去此补偿电压可以改良方程7：Pout(Vin)=(方程8)。由方程8可得出图3，由此证明，只要插入恰当的补偿，控制器的功率就能更好地利用。使方程7(非补偿形式，低线输入-VinLL)等于方程8(补偿形式，高线输入-VinHL)，可以精确计算出α*Vin(真正需要的补偿)，并解出α*Vin。然后可以得出应用在电流检测引脚上所需的补偿：补偿=(方程9)图4是用安森美半导体的NCP1207实现过载保护(OPP)的简化方法。这种方法对不同的控制器均有效。它只需使用专用的正激绕组及少量输入电压，即可补偿电流检测引脚，因此无需将电阻直接连到储能电容(需要高压电阻，待机能耗恶化等)上。由于仅在导通期间进行补偿，如果在关断期间没有其他作用，则电路不受干扰。如果有负电压干扰控制器，串联二极管就会将其阻挡。下面从补偿值分解不同的步骤：1.假设可根据方程9建立157mV的补偿值。2.在高线条件下(VinHL=400V)，为防止在导通期间消耗过多功率，应选择N