采用零电压开关消除米勒效应.doc

采用零电压开关消除米勒效应采用零电压开关消除米勒效应采用零电压开关消除米勒效应采用零电压开关消除米勒效应设计电源时,工程师常常会关注与MOSFET导通损耗有关的效率下降问题。在出现较大RMS电流的情况下,比如转换器在非连续导电模式（DCM)下工作时,若选择Rds(on)较小的MOSFET,芯片尺寸就会较大，从而输入电容也较大。也就是说，导通损耗的减小将会造成较大的输入电容和控制器较大的功耗。当开关频率提高时，问题将变得更为棘手。MOSFET导通和关断时的典型栅电流如图1所示。在导通期间,流经控制器Vcc引脚的峰值电流对Vcc充电；在关断期间，存储的电流流向芯片的接地端。如果在相应的面积上积分,即进行篿gate（t)dt，则可得到驱动晶体管的栅电荷Qg。将其乘以开关频率Fsw，就可得到由控制器Vcc提供的平均电流.因此，控制器上的总开关功率（击穿损耗不计）为：Pdrv=Fsw×Qg×Vcc(1）如果使用开关速度为100kHz的12V控制器驱动栅电荷为100nC的MOSFET，驱动器的功耗即为100nC×100kHz×12V=10mA×12V=120mW。图1MOSFET导通和关断时的典型栅电流MOSFET的物理结构中有多种寄生单元，其中电容的作用十分关键，如图2所示。产品数据表中的三个参数采取如下定义：当源-漏极短路时，令Ciss=Cgs+Cgd;当栅—源极短路时，令Coss=Cds+Cgd;Crss=Cgd。驱动器实际为栅-源极连接。当斜率为dt的电压V施加到电容C上时（如驱动器的输出电压）,将会增大电容内的电流：I=C×dV/dt(2）因此,向MOSFET施加电压时,将产生输入电流Igate=I1+I2，如图2所示。在右侧电压节点上利用式(2）,可得到:I1=Cgd×d（Vgs-Vds）/dt=Cgd×(dVgs/dt-dVds/dt)（3）I2=Cgs×d(Vgs/dt）（4)如果在MOSFET上施加栅-源电压Vgs，其漏—源电压Vds就会下降（即使是呈非线性下降）。因此,可以将连接这两个电压的负增益定义为：VgsVds/Av=-(5)将式(5）代入式(3)和式(4)中，并分解dVgs/dt,可得：Vgs）=Cgd×dVgs/dt×（1—Av）Vds/I1=Cgd×dVgs/dt×(1-（6）在转换(导通或关断）过程中，栅—源极的总等效电容Ceq为:Igate=(Cgd×（1-Av)+Cgs）×dVgs/dt=Ceq×dVgs/dt（7)式中(1—Av)这一项被称作米勒效应，它描述了电子器件中输出和输入之间的电容反馈。当栅-漏电压接近于零时,将会产生米勒效应。典型功率MOSFET的栅电荷如图3所示，该图通过用恒定电流对栅极充电并对栅-源电压进行观察而得。根据式（6）,当Ciss突然增大时，电流持续流过。但由于电容急剧增加,而相应的电压升高dVgs却严重受限，因此电压斜率几乎为零,如图3中的平坦区域所示。图3也显示出降低在转换期间Vds(t)开始下降时的点的位置,有助于减少平坦区域效应。Vds=100V时的平坦区域宽度要比Vds=400V时窄,曲线下方的面积也随之减小。因此,如果能在Vds等于零时将MOSFET导通,即利用ZVS技术，就不会产生米勒效应。在准谐振模式（QR)中采用反激转换器是消除米勒效应较经济的方法,它无需在下一个时钟周期内使开关处于导通状态,只要等漏极上的自然振荡将电压逐渐降至接近于零。与此同时,通过专用引脚可以检测到控制器再次启动了晶体管.通过在开关打开处反射的足够的反激电压(N×[Vout+Vf］）,即可实现ZVS操作，这通常需要800V(通用范围）的高压MOSFET。基于安森美的NCP1207的QR转换器如图4所示，它可以直接使用高压电源供电。该转换器在ZVS下工作时的栅—源电压和漏极波形如图5所示。总之，如果需要Qg较大的MOSFET，最好使反激转换器在ZVS下工作,这样可以减少平均驱动电流带来的不利影响。这一技术也广泛应用于谐振转换器中.图2MOSFET中的寄生电容图3典型MOSFET的栅电荷图4基于专用控制器的简单QR转换器图5ZVS技术消除米勒效应